Меню

Рассчитать максимальное значение тока транзисторного ключа при индуктивно активной нагрузке



Рассчитать максимальное значение тока транзисторного ключа при индуктивно активной нагрузке

Звезда не активнаЗвезда не активнаЗвезда не активнаЗвезда не активнаЗвезда не активна

Для транзисторного ключа не нужно рассчитывать точное значение коэффициента усиления. При слишком большом коэффициенте усиления транзистор переходит в режим ограничения тока и выходной ток будет определяться сопротивлением нагрузки. Поэтому достаточно определить только минимальный коэффициент усиления по току.
Рассчитаем этот коэффициент. Пусть для индикаторной лампы требуется ток 120 мА, а цифровая микросхема может выдать ток единицы около 4 мА (этот ток определяется по справочнику или datasheet на выбранную микросхему). Тогда минимальный коэффициент усиления h21э можно определить по формуле:

h21э=Iк/Iб
Iк — ток колектора
Iб — ток базы
В нашем случае ток коллектора равен току, протекающему через лампу, а ток базы — это максимальный допустимый выходной ток цифровой микросхемы (Iвых1). Делим 120 мА на 4 мА. Получаем минимальный коэффициент усиления по току, равный 30. То есть в данном случае подойдёт практически любой маломощный транзистор, например КТ3107.
Теперь следует обратить внимание на то, что транзистор управляется током, а цифровая микросхема является генератором напряжения. В простейшем случае для преобразования напряжения в ток можно использовать резистор. Эквивалентная схема подключения базовой цепи транзистора к цифровой ТТЛ микросхеме приведена на рисунке 1.

Рисунок 1 – Эквивалентная схема подключения транзисторного ключа к цифровой ТТЛ микросхеме
В приведенной схеме ток базы транзистора задаёт резистор R1. Рассчитаем его сопротивление. Для этого необходимо определить падение напряжения на этом резисторе. Минимальное напряжение высокого уровня на выходе ТТЛ микросхемы при максимальном допустимом токе единицы равно 2,4 В. Падение напряжения на базовом переходе транзистора можно считать постоянным и для кремниевых транзисторов равным 0,7 В. Тогда падение напряжения на сопротивлении R1 можно определить по формуле:
UR1=U1-Uб=2,4В-0,7В=1,7В .
Так как к цифровому выходу подключен только транзисторный ключ, то зададимся максимально возможным током цифровой микросхемы 4 мА. Тогда по закону Ома можно определить сопротивление резистора R1 как отношение падения напряжения на этом резисторе к току, протекающему через него:
R1 = 1,7В/4мА = 425 Ом .
При выборе резистора из 10% шкалы можно взять резистор 510 Ом (больше чем рассчитали, чтобы не превысить допустимый ток цифровой микросхемы). При работе транзисторного ключа при комнатной температуре расчет на этом заканчивается. Если же предполагается работа транзисторного ключа при повышенных температурах, то транзистор может самопроизвольно открываться обратным током коллектора. Эквивалентная схема цепи протекания этого тока приведена на рисунке 2.

Рисунок 2 – Эквивалентная схема цепи протекания обратного коллекторного тока
В схеме, приведённой на рисунке 9.7, видно, что на резисторе R1 обратный ток коллектора транзистора VT1 может создать падение напряжения 0,7 В и, тем самым, открыть транзистор. Для того чтобы уменьшить падение напряжения можно параллельно этому резистору подключить еще один резистор (как показано на рисунке 3) и, тем самым, уменьшить открывающее напряжение на базе транзистора.

Рисунок 3 – Эквивалентная схема шунтирования цепи протекания обратного коллекторного тока Iко транзисторного ключа резистором.
В схеме, приведённой на рисунке 3, можно задаться током, протекающим через резистор R2 в режиме выдачи цифровой микросхемой единичного уровня. Пусть этот ток будет в три раза меньше базового тока транзистора. Тогда ток через резистор R2 будет равен:
IR2=4 мА/3 =1,3 мА .
Определим сопротивление резистора R2. Для этого воспользуемся законом Ома. Учитывая, что падение напряжения на базовом переходе транзистора является константой и равно 0,7 В.
R2 = Uб/IR2 = 0,7В/1,3мА = 510 Ом
В режиме выдачи цифровой микросхемой логического нуля сопротивления R1 и R2 соединяются параллельно, и в рассчитанном случае падение напряжения уменьшается вдвое. Обратите внимание, что схема на входе транзистора очень похожа на делитель напряжения, однако не является им. Если бы это был делитель напряжения, то напряжение на базе транзистора уменьшалось бы в два раза, однако на самом деле напряжение уменьшается значительно больше!

Оставлять комментарии могут только зарегистрированные пользователи

Источник

Ключ на биполярном транзисторе. Нагрузочная прямая.

Приветствую всех снова на нашем сайте 🙂 Мы продолжаем активно погружаться в нюансы работы биполярных транзисторов и сегодня мы перейдем к практическому рассмотрению одной из схем использования БТ – схеме ключа на транзисторе!

Суть схемы довольно проста и заключается в том, что как и любой переключатель, транзистор должен находиться в одном из двух состояний – открытом (включенном) и закрытом (выключенном). То есть либо транзистор пропускает ток, либо не пропускает. Давайте разбираться!

И, первым делом, давайте саму схему и рассмотрим:

Схема ключа на n-p-n транзисторе

Здесь у нас используется n-p-n транзистор. А вот вариант для p-n-p:

Схема ключа на p-n-p транзисторе

И по нашей уже устоявшейся традиции будем разбирать все аспекты работы на примере n-p-n транзистора 🙂 Суть и основные принципы остаются неизменными и для p-n-p. Так что работаем с этой схемой (здесь мы добавили протекающие по цепи токи):

Токи в ключе на транзисторе.

Как вы уже заметили, схема очень напоминает включение транзистора с общим эмиттером. И действительно именно схема с ОЭ чаще всего используется при построении ключей. Только здесь у нас добавились два резистора ( R_б и R_к ). Вот с них и начнем!

Зачем же нужен резистор в цепи базы?

Итак, нам нужно подать на переход база-эмиттер напряжение прямого смещения. Его величина указывается среди параметров конкретного транзистора и обычно составляет в районе 0.6 В. Также мы знаем, какой управляющий сигнал мы будем подавать на вход для того, чтобы открыть транзистор. Например, при использовании микроконтроллера STM32 для управления ключом, на входе цепи у нас будет либо 0 В (транзистор в данном случае закрыт), либо 3.3 В (транзистор открыт). В данной схеме сигнал на вход подается не с контроллера, а напрямую с источника напряжения E_ <вх>при замыкании переключателя S_1 .

Таким образом, получаем, что при 3.3 В на входе напряжение на резисторе R_б составит:

А теперь вспоминаем, что управление биполярным транзистором осуществляется изменением тока базы – а как его менять? Верно – изменяя сопротивление этого самого резистора! То есть, варьируя сопротивление резистора, мы меняем ток базы и, соответственно, этим самым вносим изменения в работу выходной цепи нашей схемы. Чуть позже мы рассмотрим практический пример для конкретных номиналов и величин и посмотрим на деле, как это работает.

Мы уже несколько раз использовали термины “транзистор открыт” и “закрыт”. Понятно, что это означает наличие, либо отсутствие коллекторного тока, но давайте рассмотрим эти понятия применительно к режимам работы транзистора. И тут все достаточно просто:

  • для того, чтобы закрыть транзистор, мы стремимся перевести его в режим отсечки
  • а чтобы открыть – в режим насыщения

То есть при проектировании ключа на биполярном транзисторе мы преследуем цель переводить транзистор то в режим отсечки, то в режим насыщения в зависимости от управляющего сигнала на входе!

Переходим к рассмотрению коллекторной цепи разбираемой схемы. В данном резистор R_к выполняет роль нагрузки, а также ограничивает ток в цепи во избежания короткого замыкания источника питания E_ <вых>. И вот теперь пришло время вспомнить выходные характеристики, которые мы совсем недавно обсуждали 🙂

Выходные характеристики биполярного транзистора.

Но в данном случае выходные параметры схемы определяются помимо всего прочего еще и нагрузкой (то есть резистором R_к ). Для коллекторной цепи мы можем записать:

Этим уравнением задается так называемая нагрузочная характеристика цепи. Поскольку резистор – линейный элемент ( U_R = I_R R ), то характеристика представляет из себя прямую (которую так и называют – нагрузочная прямая). Наносим ее на выходные характеристики транзистора и получаем следующее:

Читайте также:  Найти ток через резистор r1 участка цепи если r1 10 ом

Рабочая точка в данной схеме будем перемещаться по нагрузочной прямой. То есть величины U_ <кэ>и I_к могут принимать только те значения, которые соответствуют точкам пересечения выходной характеристики транзистора и нагрузочной прямой. Иначе быть не может 🙂

И нам нужно обеспечить, чтобы в открытом состоянии рабочая точка оказалась в положении 1. В данном случае падение напряжения U_ <кэ>на транзисторе будет минимальным, то есть почти вся полезная мощность от источника окажется на нагрузке. В закрытом же состоянии рабочая точка должна быть в положении 2. Тогда почти все напряжение упадет на транзисторе, а нагрузка будет выключена.

Теперь, когда мы разобрались с теоретическими аспектами работы ключа на транзисторе, давайте рассмотрим как же на практике производятся расчеты и выбор номиналов элементов!

Расчет ключа на биполярном транзисторе.

Добавим в схему полезную нагрузку в виде светодиода. Резистор R_к при этом остается на месте, он будет ограничивать ток через нагрузку и обеспечивать необходимый режим работы:

Расчет ключа на транзисторе.

Пусть для включения светодиода нужно подать на него напряжение 3В ( U_д ). При этом диод будет потреблять ток равный 50 мА ( I_д ). Зададим параметры транзистора (в реальных схемах эти значения берутся из документации на используемый транзистор):

  • Коэффициент усиления по току h_ <21э>= 100…500 (всегда задан именно диапазон, а не конкретное значение)
  • Падение напряжения на переходе база-эмиттер, необходимое для открытия этого перехода: U_ <бэ>= 0.6 \medspace В .
  • Напряжение насыщения: U_ <кэ \medspace нас>= 0.1 \medspace В .

Мы берем конкретные значения для расчетов, но на практике все бывает несколько иначе. Как вы помните, параметры транзисторов зависят от многих факторов, в частности, от режима работы, а также от температуры. А температура окружающей среды, естественно, может меняться. Определить четкие значения из характеристик при этом бывает не так просто, поэтому нужно стараться обеспечить небольшой запас. К примеру, коэффициент усиления по току при расчете лучше принять равным минимальному из значений, приведенных в даташите. Ведь если коэффициент в реальности будет больше, то это не нарушит работоспособности схемы, конечно, при этом КПД будет ниже, но тем не менее схема будет работать. А если взять максимальное значение h_ <21э>, то при определенных условиях может оказаться, что реальное значение оказалось меньше, и его уже недостаточно для обеспечения требуемого режима работы транзистора.

Итак, возвращаемся к примеру 🙂 Входными данными для расчета кроме прочего являются напряжения источников. В данном случае:

  • E_ <вх>= 3.3\medspace В . Я выбрал типичное значение, которое встречается на практике при разработке схем на микроконтроллерах. В этом примере подача и отключение этого напряжения осуществляется переключателем S_1 .
  • E_ <вых>= 9\medspace В .

Первым делом нам необходимо рассчитать сопротивление резистора в цепи коллектора. Напряжения и ток выходной цепи во включенном состоянии связаны следующим образом:

А ток у нас задан, поскольку мы знаем, какой ток потребляет нагрузка (в данном случае диод) во включенном состоянии. Тогда:

Итак, в этой формуле нам известно все, кроме сопротивления, которое и требуется определить:

Выбираем доступное значение сопротивления из стандартного ряда номиналов и получаем R_ <к>= 120\medspace Ом . Причем важно выбирать именно бОльшее значение. Связано это с тем, что если мы берем значение чуть больше рассчитанного, то ток через нагрузку будет немного меньше. Это не приведет ни к каким сбоям в работе. Если же взять мЕньшее значение сопротивления, то это приведет к тому, что ток и напряжение на нагрузке будут превышать заданные, что уже хуже 🙂

Пересчитаем величину коллекторного тока для выбранного значения сопротивления:

Пришло время определить ток базы, для этого используем минимальное значение коэффициента усиления:

А падение напряжения на резисторе R_б :

Теперь мы можем легко определить величину сопротивления:

Опять обращаемся к ряду допустимых номиналов. Но теперь нам нужно выбрать значение, мЕньшее рассчитанного. Если сопротивление резистора будет больше расчетного, то ток базы будет, напротив, меньше. А это может привести к тому, что транзистор откроется не до конца, и во включенном состоянии бОльшая часть напряжения упадет на транзисторе ( U_ <кэ>), что, конечно, нежелательно.

Поэтому выбираем для резистора базы значение 5.1 КОм. И этот этап расчета был последним! Давайте резюмируем, наши рассчитанные номиналы составили:

  • R_ <б>= 5.1\medspace КОм
  • R_ <к>= 120\medspace Ом

Кстати в схеме ключа на транзисторе обычно добавляют резистор между базой и эмиттером, номиналом, например, 10 КОм. Он нужен для подтяжки базы при отсутствии сигнала на входе. В нашем примере, когда S1 разомкнут, то вход просто висит в воздухе. И под воздействием наводок транзистор будет хаотично открываться и закрываться. Поэтому и добавляется резистор подтяжки, чтобы при отсутствии входного сигнала потенциал базы был равен потенциалу эмиттеру. В этом случае транзистор будет гарантированно закрыт.

Сегодня мы прошлись по классической схеме, которой я стараюсь придерживаться, то есть – от теории к практике 🙂 Надеюсь, что материал будет полезен, а если возникнут какие-либо вопросы, пишите в комментарии, я буду рад помочь!

Источник

Транзисторный ключ

Программирование микроконтроллеров Курсы

С развитием электронной импульсной техники транзисторный ключ в том или ином виде применяются практически в любом электронном устройстве. Более того, преимущественно количество микросхем состоят из десятков, сотен и миллионов транзисторных ключей. А в цифровой технике вообще не обходятся без них. В обще современный мир электроники не мыслим без рассмотренного в данной статье устройства.

Здесь мы научимся выполнять расчет транзисторного ключа на биполярном транзисторе (БТ). Одно из распространённых их применений – согласование микроконтроллера с относительно мощной нагрузкой: мощными светодиодами, семисегментными индикаторами, шаговыми двигателями и т.п.

Основная задача любого транзисторного ключа состоит в коммутации мощной нагрузки по команде маломощного сигнала.

Электронные ключи глубоко проникли и укоренились в области автоматики, вытеснив механические электромагнитные реле. В отличие от электромагнитного реле транзисторный ключ лишен подвижных механических элементов, что значительно увеличивает ресурс, быстродействие и надежность устройства. Скорость включения и отключения, то есть частота работы несравнимо выше с реле.

Однако и электромагнитные реле обладают полезными свойствами. Падение напряжения на замкнутых контактах реле значительно меньше, чем на полупроводниковых элементах, находящихся в открытом состоянии. Кроме того реле имеет гальваническую развязку высоковольтных цепей с низковольтными.

Как работает транзисторный ключ

В данной статье мы рассмотрим, как работает транзисторный ключ на биполярном транзисторе. Такие полупроводниковые элементы производятся двух типов – n-p-n и p-n-p структуры, которые различаются типом применяемого полупроводника (в p-полупроводнике преобладают положительные заряды – «дырки»; в n-полупроводнике – отрицательные заряды – электроны).

Типы полупроводниковых структур биполярных транзисторов

Выводы БТ называются база, коллектор и эмиттер, которые имеет графическое обозначение на чертежах электрических схем, как показано на рисунке.

Обозначение биполярных транзисторов в схемах

С целью понимания принципа работы и отдельных процессов, протекающих в биполярных транзисторах, их изображают в виде двух последовательно и встречно соединенных диодов.

Схема замещения транзистора диодами

Наиболее распространенная схема БТ, работающего в ключевом режиме, приведена ниже.

Схема включения транзисторов

Чтобы открыть транзисторный ключ нужно подвести потенциалы определенного знака к обеим pn-переходам. Переход коллектор-база должен быть смещен в обратном направлении, а переход база-эмиттер – в прямом. Для этого электроды источника питания UКЭ подсоединяют к выводам базы и коллектора через нагрузочный резистор RК. Обратите внимание, положительный потенциал UКЭ посредством RК подается на коллектор, а отрицательный потенциал – на эмиттер. Для полупроводника p-n-p структуры полярность подключения источника питания UКЭ изменяется на противоположную.

Резистор в цепи коллектора RК служит нагрузкой, которая одновременно защищает биполярный транзистор от короткого замыкания.

Команда на открытие БТ подается управляющим напряжением UБЭ, которое подается на выводы базы и эмиттера через токоограничивающий резистор RБ. Величина UБЭ должна быть не меньше 0,6 В, иначе эмиттерный переход полностью не откроется, что вызовет дополнительные потери энергии в полупроводниковом элементе.

Чтобы не спутать полярность подключения напряжения питания UКЭ и управляющего сигнала UБЭ БТ разной полупроводниковой структуры, обратите внимание на направление эмиттерной стрелки. Стрелка обращена в сторону протекания электрического тока. Ориентируясь на направление стрелки достаточно просто расположить правильным образом источники напряжения.

Схема транзисторного ключа

Входная статическая характеристика

Биполярный транзистор может работать в двух принципиально разных режимах – в режиме усилителя и в режиме ключа. Работа БТ в усилительном режиме уже подробно рассмотрена с примерами расчетов в нескольких статьях. Очень рекомендую ознакомиться с ними. Ключевой режим работы БТ рассматривается в данной статье.

Как и электрический ключ, транзисторный ключ может (и должен) находится только в одном из двух состояний – включенном (открытом) и выключенном (закрытом), что отображено на участках нагрузочной прямой, расположенной на входной статической характеристике биполярного транзистора. На участке 3-4 БТ закрыт, а на его выводах потенциалы UКЭ. Коллекторный ток IК близок к нулю. При этом ток в цепи базы IК также отсутствует, собственно по этой причине БТ и закрыт. Область на входной статической характеристике, отвечающая закрытому состоянию называется областью отсечки.

Входная статическая характеристика биполярного транзистора

Второе состояние – БТ полностью открыт, что показано на участке 1-2. Как видно из характеристики, ток IК имеет некое значение, которое зависит от величин UКЭ и RК. В цепи база-эмиттер также протекает ток IБ, величина которого достаточна для полного открытия биполярного транзистора.

Падение напряжения на pn-переходе коллектор-эмиттер в зависимости от серии транзистора и его мощности находится в пределах от сотых до десятых вольта. Такая рабочая область БТ, в которой он полностью открыт, называется областью насыщения.

В третьей области полупроводниковый ключ занимает среднее положение между открыто-закрыто, то есть он приоткрыт или призакрыт. Такая область, используется для транзистора, работающего усилителем, называется активной областью.

Расчет транзисторного ключа

Расчет транзисторного ключа на биполярном транзисторе выполним на примере подключения светодиода к источнику питания 9 В, то есть к кроне. В качестве управляющего сигнала подойдет обычная батарейка 1,5 В. Для примера, возьмем БТ n-p-n структуры серии 2222A. Хотя подойдет любой другой, например 2N2222, PN2222, BC547 или советский МП111Б и т.п.

Расчет транзисторного ключа на биполярном транзисторе

Рассматриваемую схему транзисторного ключа довольно просто собрать на макетной плате и произвести соответствующие измерения с помощью мультиметра, тем самым оценить точность наших расчетов.

Далее все расчеты сводятся к определению сопротивлений резистора коллектора RК и базы RБ. Хотя более логично, особенно при подключении мощной нагрузки, сначала подобрать транзистор по току и напряжению, а затем рассчитывать параметры резисторов. Однако в нашем и большинстве других случаев ток нагрузки относительно не большей и U источника питания невысокое, поэтому подходит практически любой маломощный БТ.

Все исходные данные сведены в таблицу.

Исходные данные для расчета транзисторного ключа

Порядок расчета

Расчет начнем с определения сопротивления резистора RК, который предназначен для ограничения величины тока IК, протекающего через светодиод VD. RК находится по закону Ома:

Формула сопротивления резистора коллектора

Величина IК равна IVD = 0,01 А. Найдем падение напряжения на резисторе:

Падение напряжения на сопротивлении коллектора

Значение UКЭ нам известно, оно равно 9 В, ΔUVD также известно и равно 2 В. А падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер для большинства современных маломощных БТ составляет до 0,1 В. Поэтому примем с запасом ΔUКЭ = 0,1 В. Теперь подставим все значения в выше представленную формулу:

Расчет падения напряжения на резисторе коллектора

Находим сопротивление RК:

Расчет сопротивления коллекторного резистора

Ближайший стандартный номинал резистора 680 Ом и 750 Ом. Выбираем резистор большего номинала RК = 750 Ом. При этом ток, протекающий через светодиод IVD в цепи коллектора, несколько снизится. Пересчитаем его величину:

Ток светодиода в цепи коллектора

Теперь осталось определить сопротивление резистора в цепи базы RБ:

Расчет сопротивления в цепи базы транзистора

Формула содержит сразу две неизвестны – ΔURб и IБ. Найдем сначала падение напряжения на резисторе ΔURб:

Падение напряжения на резисторе базы транзистора

UБЭ нам известно – 1,5 В. А падение напряжения на переходе база-эмиттер в среднем принимают 0,6 В, отсюда:

Расчет падения напряжения на сопротивлении резистора базы транзистора

Для определения тока базы IБ необходимо знать IК, который мы ранее пересчитали (IК = 0,0092 А), и коэффициент усиления биполярного транзистора по току, обозначаемы буквой β (бэта). Коэффициент β всегда приводится в справочниках или даташитах, но гораздо удобнее и точнее определить его с помощью мультиметра. Используемый нами 2222A имеет β = 231 единицу.

Коэффициент усиления по току биполярного транзистора 2222A

Расчет сопротивления резистора базы транзистора

Из таблицы стандартных номиналов резисторов выбираем ближайший меньший номинал (для гарантированного открытия БТ) 22 кОм.

Для более точного выбора параметров вместо постоянных резисторов в цепи включают переменные резисторы, включенные по схеме, приведенной ниж е.

Транзисторный ключ | Схема транзисторного ключа

Таким образом, мы выполнили расчет транзисторного ключа, то есть определили RК и RБ по заданным исходным данным. Более полный расчет включает определение мощности рассеивания указанных резисторов, но ввиду незначительной нагрузки в нашем примере, подойдут резисторы с минимальной мощность рассеивания.

Источник

Анализ коммутационных процессов в ключе на МДП транзисторе с индуктивной нагрузкой

Для ключа на МДП-транзисторе с индуктивной нагрузкой проведены численные расчеты коммутационных процессов по нелинейным (в том числе PSpice) и кусочно-линейной моделям, а также приближенный аналитический анализ по кусочно-линейной модели. Учтено влияние паразитной индуктивности в цепи истока транзистора. Результаты расчетов сопоставлены со справочными данными и с результатами эксперимента.

Для оценки динамических свойств мощных МДП-транзисторов в их справочных данных приводятся длительности этапов коммутации в ключе с резистивной нагрузкой. В преобразовательных устройствах резистивная нагрузка ключа встречается редко. Чаще всего ее можно привести к индутивно-нелинейному виду. При такой нагрузке по сравнению с резистивной коммутационные потери энергии в транзисторе могут быть в несколько раз больше. Транзисторный ключ с индуктивной нагрузкой является главной частью большинства типов преобразователей напряжения (ПН). Работа таких ПН подробно разобрана в литературе — либо без учета коммутационных процессов в ключах, либо при очень приближенном учете этих процессов (например, [1]). В работе [2] проведен приближенный кусочно-линейный анализ коммутационных процессов в таком ключе, но только для одного частного случая и без учета паразитных индуктивностей. В настоящей статье делается попытка ответить на следующие вопросы: какие параметры ключа и как влияют на коммутационные процессы, как их рассчитать численно и (если можно) аналитически.

На рис. 1 показана схема ключа в ПН повышающего типа, где источник ЭДС Vd представляет конденсатор фильтра, а Vs — источник питания.

Схема ключа с индуктивной нагрузкой

На рис. 2, 3 показаны осциллограммы (красный цвет), снятые с помощью экспериментальной установки в схеме рис. 1 с параметрами Vd = 105 В, Vg = 13,5 В, Rg = 10 Ом, L = 0,12 мГн, Il = 6–7 А. Монтажная индуктивность установки Ld составляла порядка 60 нГн, Ls — порядка 17 нГн. Применялись SIPMOS-транзистор BUZ91A и диод с плавным восстановлением HFA08TB60. Попытаемся рассчитать эти процессы. Численные «точные» расчеты коммутационных процессов проще всего проводить в системе схемотехнического моделирования PSpice [3]. Необходимо только применять современные модели МДП-транзисторов, которые учитывают нелинейность емкости «затвор–сток» Cgd(U). Такие модели оформляются в виде подсхем (SUBCKT) и приводятся на сайтах производителей транзисторов и, возможно, в библиотеке PSpice-моделей новой версии системы ORCAD10. Можно построить такие составные модели (СМ) самостоятельно и определить их параметры либо по справочным [4], либо по экспериментальным характеристикам [5]. В данном случае параметры двухзвенной модели диода определялись по справочным характеристикам [4].

Напряжение и ток стока при включении транзистора BUZ91A

Напряжение и ток стока при выключении транзистора BUZ91A

На рис. 2, 3 вместе с экспериментальными (красные) показаны диаграммы (синие — ps), рассчитанные по PSpice СМ транзистора, параметры которой определялись экспериментально [5], и (зеленые — INF) по модели с сайта фирмы Infineon. Большие осцилляции объясняются большим значением паразитной индуктивности между стоком и диодом (экспериментальные осциллограммы сглажены в осциллографе).

Как видно из графиков, расчетные и экспериментальные диаграммы примерно совпадают, существенное отличие наблюдается только для времени задержки выключения при расчете по модели BUZ91A фирмы Infineon. Понять по этим диаграммам, как идет процесс переключения и что на что влияет, очень трудно.

Поэтому проведем сначала численный анализ по нелинейной модели без учета паразитных индуктивностей, потом численный анализ по кусочно-линейной модели, далее на этой основе проведем приближенный численно-аналитический расчет по кусочно-линейной модели и потом учтем влияние паразитных индуктивностей.

Сначала составим нелинейную математическую модель схемы, что позволит далее провести приближенный численно-аналитический анализ. На периоде коммутации ток индуктивности не успевает значительно измениться, поэтому индуктивность L представляется как источник постоянного тока Il. Схема замещения приведена на рис. 4. Для диода и транзистора используются модели, подобные PSpice-моделям.

Эквивалентная схема

где Vdt = N×Vt. Vt = k×T/q — температурный потенциал

Здесь Is, N, Cjo, Vj, M, Tt — параметры нелинейной однозвенной модели диода, которая справедлива для диодов с резким восстановлением.

Величина Rs мала, и поэтому далее примем Rs = 0, значение Rl велико и далее считается бесконечным.

ВАХ для транзистора описывается (2).

Вид аппроксимаций Cgd(Udd,gg) и Cds(Udd,s) зависит от типа транзистора. Обычно применяется аппроксимация (3).

Здесь Cgdo, Vjgd, Mgd, Cgdx — параметры аппроксимации (модели).

Для Cds(Udds) применяется аналогичная аппроксимация со своими параметрами Cdso, Vjds, Mds и (4):

Аппроксимация (3) годится не для всех типов транзисторов, кроме того, она имеет скачок при Udd,gg = 0. Более универсальной и плавной является:

Применяется также экспоненциальная аппроксимация (например, для транзисторов типа CoolMOS фирмы Infineon).

Для построения кусочно-линейной модели (КЛМ) схемы введем кусочно-линейные аппроксимации. Для диода:

Здесь Cdsa и Cgda (усредненные значения емкостей) вычисляются как Cav для диода — путем интегрирования соответствующих нелинейных выражений для Сds(Udd,s) и Сgd(Udd,gg), в пределах для данной схемы U1 = 0,1JVd, U2 = 0,9JVd. Параметры S и Vo вычисляются при максимальном для данной схемы токе стока транзистора.

Система дифференциальных уравнений для Ugg,s, Udd,s, Uvd = Upn имеет вид:

Здесь Cvd(Uvd) = Cd(Uvd) + Cj(Uvd) есть сумма диффузионной и барьерной емкостей диода, а Ii(Vd) — инжекционная составляющая тока диода.

Эти дифференциальные уравнения можно решить любым численным методом, а также использовать для приближенных численно-аналитических расчетов на отдельных этапах. Начальные условия для включения транзистора:

Считаем, что входной сигнал изменяется скачком от нуля до Vg при включении, и скачком от Vg до нуля при выключении. Через полученные при интегрировании переменные Ugg,s, Udd,s, Uvd рассчитываются:

где h — шаг интегрирования, n — текущий номер шага интегрирования.

Можно рассчитать также энергию коммутационных потерь для транзистора и диода.

При расчете выключения система дифференциальных уравнений остается прежней, но Vg = 0 и начальные условия:

При использовании в (11) нелинейных аппроксимаций (3) — (5) получаем точное решение, при использовании в (11) кусочно-линейных аппроксимаций (6) — (10) получаем приближенное решение с явно выраженными этапами коммутации.

Рассмотрим пример расчета процессов коммутации для схемы, приведенной на рис. 1, с параметрами: Il = 2 А , Vd = 380 В, Rg = 10 Ом, Vg = 10 В, период коммутации T = 1 мкс, длительность импульса Tp = 0,5 мкс, МДП-транзистор MTW8N60E (600 В, 8 А) и быстродействующий диод с резким восстановлением MURH860CT (600 В, 8 А) фирмы Motorola. Параметры их моделей определялись по типовым справочным характеристикам [4]. Параметры модели диода: Is = 0,8 мкА, N = 2,9, Cjo = 0,106 нФ, Vj = 0,75 В, M = 0,437, Tt = 28,4 нс, Cvda = 12 пФ. Параметры модели транзистора: Beta = 3,634 См/В, Vto = 3,635 В, Ron = 0,38 Ом, Cgs = 2,44 нФ, C0 = 1,35 нФ, C1 = 0,85 нФ, V1 = –0,71 В, V2 = 1,22 В, Rgg = 2,6 Ом, Cdso = 1,1 нФ, Mds = 0,55, Vjds = 0,75 В, Ls = 13 нГн. Параметры КЛМ: S = 11 А/В, Vo = 4,33 В, Cgda = 22 пФ, Cdsa = 125 пФ, Cgdx = 2,55 нФ. Типы транзистора и диода были выбраны исходя из того, что в справочниках для них приведена обширная информация, позволяющая достаточно точно определить параметры их моделей, и диод с резким восстановлением описывается простой однозвенной моделью. На рис. 5 и 6 показаны рассчитанные диаграммы тока стока, напряжения на затворе и напряжение стока при численном интегрировании (11) неявным методом Эйлера (с шагом h = 0,1 нс) в математической системе (МС) MathCAD [5].

Включение по нелинейной модели (сплошная) и по кусочно-линейной модели (пунктир) при работе на токовую нагрузку

Выключение по нелинейной модели (сплошная) и по кусочно-линейной модели (пунктир) при работе на токовую нагрузку

На диаграммах при включении (рис. 5, пунктир) можно выделить следующие этапы: этап задержки включения (Tdn = 18 нс, транзистор находится в отсечке, диод проводит), этап нарастания тока стока (Tr = 8 нс, транзистор находится в активной области, диод проводит, выброс тока определяется процессом восстановления диода), этап спада напряжения стока (Tfu1 = 16 нс, транзистор находится в активной области, диод в отсечке), этап преднасыщения (Tfu2 = 23 нс, транзистор находится в активной области, Cgd велика, диод в отсечке), этап установления (Tu = 120 нс, транзистор находится в области насыщения, диод в отсечке, напряжение на затворе нарастает до 0,9 Vg).

При выключении (рис. 6, пунктир) можно выделить следующие этапы: этап задержки выключения Tdf = Tdf1+ Tf1a, состоящий из двух стадий (Tdf1 = 55 нс, транзистор находится в насыщении, диод в отсечке и Tf1a = 28 нс, транзистор находится в активной области, Cgd велика, диод в отсечке), этап нарастания напряжения стока (Tru = 26 нс, транзистор находится в активной области или в отсечке, диод в отсечке), этап спада тока стока (Tf = 1 нс, транзистор находится в активной области или в отсечке, диод проводит), этап восстановления (Tv = 80 нс, транзистор находится в отсечке, диод проводит, напряжение на затворе спадает до 0,1 Vg).

Заметим, что параметры S и Vo КЛМ транзистора вычислялись по (8) при токе 14 А с учетом выброса тока, при этом характеристики включения (рис. 5) практически совпадают, но заметно различаются характеристики выключения (рис. 6). Если эти параметры определить при Il = 2 А (S = 4,17 А/В, Vo = 3,9 В), то лучше совпадают характеристики выключения, а характеристики включения больше различаются (например, амплитуда тока при включении по КЛМ составляет 8,9 А вместо 14,6 А по НМ, рис. 5).

Теперь получим с помощью кусочно-линейного анализа (КЛА) аналитические выражения для длительностей этапов и энергий переключения. Диод и транзистор для каждого этапа представим своей линейной эквивалентной схемой: в отсечке соответственно емкостями Cvda, Cgda, Cdsa, Cgs по (6) — (10). В проводящем состоянии принимаем для диода Uvd = 0, Id(t) = Ii+ Tt.dIi/dt. Транзистор в насыщении (Udd,s = 0) представляется Cgs, Cgdx и Ron. Условие насыщения Ugg,s>Up, где Up — напряжение плато («полочки» Ug(t) на рис. 5, 6). В активной (пологой) области транзистор представляется Cgs, Cgda, Cdsa и зависимым источником тока Ida(Ugg,s) = SJ(Ugg,s – Vo). В преднасыщении (при Udd,gg > 1 ) напряжение плато Up = Vo + Il/S (немного меньше Up1).

Решение для Udd(t) — сначала идет по экспоненте, которая быстро затухает, и далее линейно уменьшается. Выражение (15) для времени спада сVd до Up1 получаем при приближенном интегрировании первого уравнения системы (11), считая Ug(0) = Upx = Vo + Ix/S, Ug(Tfu1) = Up1.

Следующий этап спада Udd начинается, когда Udd,s = Up (Udd,gg = 0), при этом Cgd = = Cgdx, напряжение на затворе быстро спадает до Up2 Vo, а Ugf 27.10.2008 | Силовая электроника
Оставить комментарий

Источник

Adblock
detector