Меню

Максимальный импульсный выходной ток



Как выбрать сетевое зарядное устройство

Как выбрать сетевое зарядное устройство

Аватар пользователя

Большинство современных мобильных устройств питаются от аккумуляторов, для зарядки которых используются сетевые зарядные устройства. И хотя к большинству гаджетов ЗУ идут в комплекте, необходимость в покупке еще одной зарядки возникает не так уж и редко: штатная зарядка может потеряться или сломаться, а некоторые гаджеты вообще не имеют ЗУ в комплекте. Однако по какой бы причине вам ни понадобилось новое сетевое зарядное устройство, следует иметь в виду, что «подходящего» к гаджету разъема ЗУ недостаточно. Следует убедиться, что остальные характеристики зарядки также соответствуют параметрам заряжаемого устройства.

Характеристики сетевых зарядных устройств

Разъем подключения — первое, что определяет совместимость зарядного устройства с заряжаемым. К счастью, времена, когда каждый производитель снабжал свои гаджеты уникальным разъемом, потихоньку уходят в прошлое, и большинство современных устройств используют разъем USB или его варианты — mini USB, micro USB, USB Type-C. ЗУ для таких гаджетов, как правило, имеют разъем USB и — по необходимости — съемный кабель в комплекте, являющийся переходником на другие разъемы того же стандарта. Хотя встречаются и зарядки с разъемом типа micro USB или USB Type-C на корпусе или на несъемном кабеле — но никакого преимущества это им не дает, наоборот, делает их менее универсальными.

Встречаются зарядные устройства с несколькими разъемами USB — от двух до восьми. Такими можно заряжать несколько устройств одновременно, но имейте в виду, что выходной ток на порт в этом случае может быть меньше суммарного максимального выходного тока. Если подключить к ЗУ с максимальным выходным током в 1000 мА два устройства, заряжающиеся таким током, оба они «получат» только по 500 мА (даже если для него заявлен выходной ток на порт в те же 1000 мА) и будут заряжаться вдвое дольше. Выходной ток на порт может быть равен максимальному, только когда к нему подключено лишь одно устройство, «забирающее» максимальный ток.

Из остальных распространенных разъемов можно отметить разве только 8-pin Lightning, использующийся на мобильных устройствах Apple с 2012 года.

При желании еще можно найти зарядные устройства для старых гаджетов — 20-pin разъемы для смартфонов Samsung, 30-pin разъемы для гаджетов Apple до 2012 года, 18-pin разъемы для смартфонов LG и так далее, но выбор их невелик, и в скором времени следует ожидать их полного исчезновения с полок магазинов.

Также встречаются ЗУ с цилиндрическими разъемами типа DJK или jack, такие разъемы питания используются во множестве различной электроаппаратуры. Особенность подбора такого зарядного устройства в том, что общепринятого стандарта у них нет, каждое устройство, использующее такой разъем, может иметь различные параметры зарядки, которые следует тщательно соблюсти. При покупке ЗУ с таким разъемом следует убедиться, что расположение полюсов, сила тока и напряжение на нем в точности соответствуют указанным в руководстве по эксплуатации заряжаемого устройства (или хотя бы на его корпусе). Несоблюдение этого требования может привести к выходу из строя как зарядки, так и заряжаемого гаджета.

Сила тока у зарядного устройства с разъемом lightning может быть любой — все устройства Apple снабжены контроллером заряда и просто не возьмут ток больший, чем необходимо. Другое дело, что ток меньший, чем может потреблять устройство, увеличит время зарядки. И к примеру, iPad mini 1-го поколения, заряжающийся током 0,15 А, можно заряжать и от ЗУ с выходным током 2,4 А — на процесс зарядки это не повлияет. Обычный iPad от «телефонной» зарядки с выходным током 1 А тоже будет заряжаться — но вдвое дольше обычного. Различные устройства Apple могут заряжаться токами от 0,15 до 2,4 А.

То же относится и к зарядным устройствам с разъемом USB — контроллер заряда смартфона защитит его при подключении к слишком мощному ЗУ. В обратном случае — при подключении к «слабой» зарядке устройства, способного заряжаться высоким током — время зарядки возрастет.

Грубо говоря, и с портом Lightning, и с портом USB зарядное устройство для смартфона лучше брать с током хотя бы от 2 А. Многие современные смартфоны могут заряжаться током в 3 А, а гаджеты покрупнее спокойно «берут» 4-5 А. Большинство прочих устройств, заряжаемых от USB, также имеют контроллер зарядки и «не боятся» высоких токов, однако для полной уверенности лучше все же свериться с руководством по эксплуатации и не заряжать током выше указанного в нём.

Напряжение на круглом разъеме типа DJK или jack может быть разным и должно соответствовать требованиям заряжаемого устройства.

А вот с разъемами Lightning и USB всё сложнее. Стандартное напряжение для этих разъемов — 5 В. Однако в интеллектуальных режимах быстрой зарядки напряжение может подниматься до 20 В. Происходит это автоматически, без участия пользователя: контроллер заряжаемого устройства, используя протокол быстрой зарядки, устанавливает на зарядном устройстве нужный режим. Это позволяет сократить время зарядки в несколько раз и производители утверждают, что такие режимы не приводят к сильному сокращению срока службы аккумуляторов.

Проблема в том, что некоторые кабели не являются просто «кусками меди» — в них встроены согласующие резисторы (кабели USB 2 — USB Type-C), а иногда и управляющие микросхемы (кабели Lightning, USB 3.1). Поэтому категорически рекомендуется для режимов быстрой зарядки использовать только «родные» кабели, идущие в комплекте с устройством. Использование непроверенных кабелей для быстрой зарядки может привести к повреждению как кабеля, так и зарядного устройства или самого смартфона.

Существует множество стандартов быстрой зарядки, и для их работы необходимо, чтобы и ЗУ, и заряжаемое устройство поддерживали один стандарт. Поэтому, если вы планируете применять приобретаемое зарядное устройство для быстрой зарядки гаджета, убедитесь, что оно поддерживает нужный стандарт:

  • Adaptive Fast Charging применяется для зарядки гаджетов компании Samsung с 2015 года. Используется, в основном, в топовых моделях линеек S, Note, A и некоторых других;
  • Huawei Fast Charge и Huawei Super Charge, как видно из названия стандарта, применяется на устройствах Huawei;
  • Pump Express разработан компанией MediaTek и поддерживается современными смартфонами, собранными на базе SoC этого производителя — к таковым относятся многие китайские смартфоны;
  • Quick Charge — стандарт компании Qualcomm, поддерживается устройствами, собранными на базе чипсетов Snapdragon, начиная с 2013 года.
  • Spreadtrum Fast Charge Protocol, соответственно, поддерживается на чипсетах Spreadtrum.
  • Power Delivery — наиболее перспективный протокол быстрой зарядки, разработанный консорциумом USB в 2015 году. На настоящий момент используется гаджетами Apple, Xiaomi, Sony и др. Quick Charge версии 4.0 также полностью совместим с Power Delivery.
  • VoltiQ — «урезанный» стандарт Quick Charge, позволяющий менять только ток зарядки (но не напряжение). Стандарт поддерживается производителем зарядок Tronsmart и был разработан в 2014 году для устранения перегрева первых смартфонов, использующих стандарт Quick Charge 2.0. Зарядка с использованием VoltiQ чуть медленнее, чем с QuickCharge, но безопаснее для старых смартфонов (особенно на базе Snapdragon 810).

Варианты выбора сетевых зарядных устройств

Зарядное устройство с разъемом USB — наиболее универсальный вид «зарядок» на сегодняшний день — большинство мобильных устройств либо могут заряжаться от этого разъема, либо имеют переходник на него.

Зарядные устройства с разъемом Lightning предназначены для зарядки гаджетов Apple.

Если вы хотите заряжать одновременно несколько устройств, выбирайте среди ЗУ с несколькими портами.

Чтобы ускорить зарядку гаджета, воспользуйтесь ЗУ с поддержкой быстрой зарядки — только убедитесь, что ваш гаджет поддерживает тот же стандарт и используйте «родной» кабель.

Для зарядки гаджетов с аккумуляторами большой емкости (планшетов, ноутбуков) выбирайте среди ЗУ большой мощности — они способны «давать» большой ток и напряжение.

Источник

Как рассчитать импульсный преобразователь электрической энергии? Часть 9

Александр Русу, Одесса, Украина

Определение максимальных значений токов полупроводниковых элементов

Максимальные значения токов в элементах силовой части преобразователя необходимо знать для правильного выбора силовых ключей: транзисторов и диодов. Именно эти значения вместе с максимальными значениями напряжений будут определять величину установочной мощности (произведения максимально допустимых значений напряжений и токов), от которых напрямую зависит стоимость полупроводниковых элементов.

Читайте также:  Катушка индуктивностью 0 1 гн включена в цепь переменного тока 120

В нашем случае решение этого вопроса не представляет какой-либо сложности, ведь через транзисторы и диоды протекают те же токи, что и через обмотки дросселя, а их параметры уже были определены в предыдущих частях статьи. Так, например, уравнение для мгновенного значения тока транзистора VT1 описывается формулой (120), а численные значения параметров, входящих в него, определены в Таблице 4.

Поскольку токи обмоток дросселя, а, следовательно, и токи транзисторов и диодов изменяются по линейным законам (см. формулу (58)), они будут принимать максимальные значений либо в начале (IНАЧХ_Х), либо в конце (IКОНХ_Х) какого-либо из этапов преобразования. В нашем случае максимальное значение тока в транзисторах и диодах будет или в самом конце первого этапа преобразования, или в самом начале второго, ведь именно в этот момент количество накопленной энергии в дросселе максимально. До недавнего времени это правило было универсальным, и первый этап преобразования многие специалисты по импульсному преобразованию называли не иначе как «интервалом накопления». Однако развитие элементной базы позволило импульсным преобразователям работать и в иных режимах. Так, например, в режиме рекуперации, подробно рассмотренном в [7], когда энергия передается в обратном направлении – с выхода преобразователя на его на вход, максимальное количество энергии в дросселе будет в начале первого этапа преобразования.

Таким образом, при определении максимальных значений тока нужно внимательно проанализировать режимы работы силовой части и по определенным ранее значениям IНАЧХ_Х и IКОНХ_Х выбрать максимальное из них. В нашем случае, анализируя значения Таблицы 4, просто перепишем максимальные значения тока (Таблица 6).

Обратите внимание на токи диодов. Если для транзистора VT1 ток, протекающий через него, ожидаемо будет максимальным в режиме 100% мощности, когда работают оба канала, то для диодов это может быть не так. Дело в том, что в аварийных режимах, например, когда отключается нагрузка одного из каналов, изменившийся уровень пульсации тока в обмотках дросселя (ΔIХ_Х) может привести к увеличению максимальных значений токов диодов. Это, в частности, происходит при отключении нагрузки второго канала. Увеличившийся уровень пульсации обмотки W1 c ΔI2_1 = 0.89 A (когда работают оба канала) до ΔI2_1 = 3.6 A (когда работает только первый канал) приводит и к увеличению максимального значения тока диода VD2 с 2.84 A (когда работают оба канала) до 4.2 A (когда работает только первый канал). Если этот момент не учесть при проектировании и выбрать диод VD2 с максимально допустимым током, например, 3.5 А, то при отключении нагрузки второго канала разработчика может ждать неприятный сюрприз.

Определение максимальных значений напряжений на полупроводниковых элементах

Как и максимальные значения токов, максимальные значения напряжений необходимы, в первую очередь, для выбора транзисторов и диодов. Их определение не представляет большой сложности, и для этого удобнее всего использовать второй закон Кирхгофа.

Рисунок 28. Определение максимальных значений напряжений.

На первом этапе преобразования, когда через транзистор VT1 протекает ток, к обмотке W1 прикладывается входное напряжение UВХ, которое трансформируется дросселем L1 во вторичную цепь второго канала (Рисунок 28). В результате этого обратное напряжение диода VD1 равно сумме выходного напряжения UВЫХ2 и напряжения на обмотке W2. При максимальном входном напряжении UВХ_MAX = 6 В оно будет равно:

Для диода VD2, анод которого подключается транзистором VT1 к общему проводу, оно будет равно выходному напряжения первого канала (UVD2_MAX = 12 В).

На втором этапе преобразования, когда ток через транзистор VT1 не протекает, между его стоком и истоком формируется напряжение, которое можно определить двумя способами. В первом случае, как для повышающего преобразователя, напряжение между стоком и истоком транзистора VT1 равно выходному напряжению первого канала (UVT1_MAX = 12 В). Во втором случае, как для обратноходового преобразователя, напряжение между стоком и истоком транзистора VT1 равно сумме входного напряжения UВХ и выходного напряжения второго канала, трансформированного дросселем L1. При номинальном входном напряжении:

Несмотря на то, что полученные значения отличаются (12 В ≠ 11.85), это совершенно не означает, что в расчетах есть ошибки, и второй закон Кирхофа не работает. Если посмотреть на результаты моделирования этой схемы в Proteus (Рисунок 24), то увидим, что реальные выходные напряжения первого и второго каналов отличаются от расчетных значений 12 В (UВЫХ1 = 11.9 В, UВЫХ2 = 12.1 В), и если подставить эти значения в формулу (132), то все прекрасно сойдется (UVT1_MAX = 11.9 В).

Этот вопрос подробно рассмотрен в одной из предыдущих частей статьи, где было показано, что из-за того, что обмотки дросселя могут содержать только целое число витков, подобрать оптимальную комбинацию значений N1 и N2 для многоканального преобразователя оказывается не так просто. Более того, при изменении входного напряжения выходные напряжения будут «плавать» – отклоняться от расчетных значений на величину, во многом зависящую от метода управления.

Однако зачем нам нужны максимальные напряжения на силовых элементах? Они нужны для выбора транзистора VT1. Очевидно, что ни один разработчик не будет выбирать транзистор «впритык». Необходимо чтобы транзисторы и диоды имели как минимум 30% запаса и по напряжению, и по току. Поэтому на последующих этапах проектирования вполне можно руководствоваться значениями, приведенными в Таблице 7.

Заключение

Конечно, расчет импульсного преобразователя на данном этапе не заканчивается, можно сказать, что он только начинается. Очень много вопросов выходит за рамки отдельной журнальной статьи и даже целого цикла статей, который только в журнале РадиоЛоцман растянулся без малого на 2.5 года (первая публикация [1] вышла в сентябре 2017 года). Остались нерассмотренными вопросы расчета КПД, защиты полупроводниковых приборов от перегрузки по напряжению и по току. Только вопрос управления силовой частью заслуживает отдельного цикла статей, ведь на сегодняшний день их придумано великое множество, и каждый из них имеет свою специфику.

Однако на сегодняшний день большинство вопросов, связанных с разработкой импульсных преобразователей, появляется именно на начальном этапе проектирования, поскольку связь энергетических, в первую очередь, электромагнитных процессов в магнитопроводе дросселя с электрическими процессами в силовой части преобразователя в известной литературе освещена весьма скудно. А вот ответы на последующие вопросы уже достаточно просто найти самостоятельно.

Из специфических особенностей данной схемы, если кто-то вдруг решится ее собрать, необходимо обратить внимание еще на один момент. При отключении нагрузки первого канала транзистор VT1 и конденсатор С3, скорее всего, выйдут из строя из-за пробоя по напряжению. Это – известная проблема обратноходовых преобразователей, связанная с наличием у обмотки W1 индуктивности рассеяния. Если к выходу первого канала подключен хоть какой-то резистор, то энергия, накапливаемая в индуктивности рассеяния, через диод VD2 будет передаваться в нагрузку первого канала. Поэтому нужно предусмотреть защитные элементы для предотвращения этого режима. Это может быть защитный стабилитрон на выходе первого канала или разрядный резистор, обеспечивающий минимальную нагрузку. Можно также подключить параллельно обмотке W1 снаббер, используемый в обратноходовых преобразователях, собранный по любой из известных схем.

В этой статье совершенно на рассмотрен расчет потерь в силовых элементах: дросселе, транзисторе и диодах. Это связано с тем, что, во-первых, потери определяются конкретной элементной базой, например, вместо диодов VD1 и VD2 можно использовать транзисторы, и это означает, что расчет потерь пойдет совсем по другому алгоритму. А во-вторых, эти вопросы подробно освещены в литературе, в первую очередь, производителями полупроводниковых компонентов.

Рисунок 29. Диаграммы напряжений в силовой части преобразователя.

Также следовало бы учесть существующее в реальных схемах падение напряжения на обмотках дросселя и силовых полупроводниковых элементах. Однако тут снова все зависит от выбранной элементной базы, вплоть до конкретных моделей транзисторов и диодов, выбор которых без рассмотрения идеализированной схемы будет уже несколько сложнее. А самое главное – это увело бы читателя немного в сторону от сути процессов, на которых очень хотелось акцентировать внимание.

В любом случае, как было сказано в самом начале, главное в этой статье не результат, а ПРОЦЕСС расчета – четкое понимание вещей, происходящих в силовой части импульсного преобразования. Именно поэтому в статье была выбрана нестандартная схема, электрические и энергетические процессы в которой (Рисунки 29 и 30) были успешно определены.

Источник

Конструирование импульсных источников питания – ЧАСТЬ 9

Диод VDC должен быть рассчитан на импульсный ток не менее 1 А. При выходной мощности до 60 Вт практически всегда хорошие результаты дает применение импульсных диодов BYV26C, которые имеют реальное время включения порядка 30 нсек.

Выбор конкретной схемы ограничения зависит от энергии выброса напряжения. Энергия выброса зависит от конструкции трансформатора (по большому счету, от формы и материала сердечника) и от выходной мощности источника. При прочих равных условиях энергию выброса можно несколько снизить, уменьшив напряжение «добавки» Up. Поэтому при использовании незнакомого сердечника и мощности свыше 15 Вт следует применить схему ограничения «по полной программе», т. е. с установкой R^ VDZC и Сс. Это гарантирует защиту ТОР от пробоя МОП-транзистора при любом качестве трансформатора. Напряжение Up для этого пробного варианта следует выбрать порядка 100 В. Далее, при испытаниях собранного источника, следует постепенно повышать нагрузку, измеряя при этом напряжение на конденсаторе Сс относительно общего провода ТОР (вывод S). Если при максимальной мощности источника это напряжение на превышает (550…600) В, то можно попробовать отключить стабилитрон VDZC. Далее следует проверить, не перегревается ли диод VDC. При перегреве VDC и навязчивом желании обойтись без стабилитрона придется снизить величину Up и далее, пересчитать и перемотать трансформатор.

При пробном включении можно попробовать оставить в ограничителе только диод VDC и стабилитрон. Постепенно повышая мощность, проверить, не перегревается ли стабилитрон и VDC. При перегреве этих элементов и нежелании использовать Rp, Сс придется уменьшить величину ир, чго заставит перемотать трансформатор. Уменьшение величи ны напряжения Up приводит к увеличению максимального обратного напряжения на выпрямительном диоде VD^. Приходится применять более высоковольтные диоды, которые имеют большее по сравнению с низковольтными прямое падение напряжения и, следовательно, большие потери.

Если даже для простых вариантов ограничителя его элементы не перегреваются, то можно увеличить величину Up до 130…140 В.

При мощности источника до 10 Вт, напряжении Up = 100…120 В и сердечниках типа PQ, EFD, ЕС, КВ в качестве ограничителя достаточно применить диод VDC и стабилитрон VDZc-

Следует также отметить, что схема ограничения весьма эффективно демпфирует паразитные колебания, возникающие при размыкании силового ключа (рис. 3.10).

6.6. Фильтр выходных помех’

Включение конденсатора Сфп2 позволяет в 5—10 раз снизить амплитуду пульсаций на выходе источника. Такое решение (пригодное для абсолютного большинства применений) подразумевает, что один из выходных проводов U,^ будет заземлен. Для некоторых целей (например, для измерений , электрических сигналов мозга или сверхтонких научных экспериментов) такой метод снижения пульсаций не пригоден, так как существует некий слабый пульсирующий ток в цепи заземления. В таком случае конденсатор Сдо не ставится, а в цепи выходного напряжения UBUX включается дифференциальный фильтр, аналогичный Сф„„ Цп (рис. 3.7).

6.7. Выходной выпрямитель

Требования к диоду VDUt следующие. Максимальный импульсный ток диода

где 1ВЫхщах — максимальный постоянный выходной ток источника,

Цпп — величина рабочего цикла при максимальном напряжении питающей сети.

Максимальное обратное напряжение где иипих — максимальное выпрямленное напряжение питающей сети.

Время выключения МОП-транзистора в ТОР составляет 100 нсек. Если диод VD^, выключается за большее время, то при смене полярности на его аноде диод будет какое-то время открыт в начале «прямого хода» преобразователя. То есть запаздывание закрывания диода приводит к тому, что на время запаздывания медленный диод является просто проводником. Это влечет потери мощности и перегрев диода VDUt. Поэтому в качестве VD^ следует использовать диоды Шоки, обладающие достаточным быстродействием.

С учетом того, что форма импульса тока не прямоугольная и с добавлением некоторого запаса должен быть выбран диод с максимальным импульсным током:

и максимальным обратным напряжением:

I

Суммарная величина емкости конденсаторов = Q*, + С^:

I

Если в фильтре выходного выпрямителя использовать только один конденсатор С**, то из-за прерывистого характера тока, заряжающего/ разряжающего этот конденсатор, напряжение пульсаций будет иметь «ступенчатую» составляющую, вызванную падением напряжения на сопротивлении выводов С^. Для устранения этих «ступенек» применяется LC-фильтр L*,, Ο*. Понятно, что увеличение величины индуктивности L,*, до бесконечности приведет к полной фильтрации «ступенек». Однако при большой величине вход схемы обратной связи окажется развязанным от выхода источника при бросках нагрузки, что приведет к потере стабилизации. Действительно, при изменении тока нагрузки 1ВЫХ ток в дросселе не может мгновенно измениться. При большой величине индуктивности схем% обратной связи не будет «чувствовать» изменение нагрузки, пока ток дросселя не станет равным выходному. То есть источник будет стабилизировать медленные изменения выходного напряжения и не замечать быстрые.

Чтобы не плодить дополнительных рассуждений, можно положить, что для большинства практических случаев индуктивность дросселя Ц. следует выбирать в пределах 4…10 мкГн. Это может быти готовая индуктивность, например типа КИГ на соответствующий ток. При самостоятельном изготовлении Ц*,, можно использовать обломок ферритового стержня диаметром 6…10 мм и длиной 1S…20 мм или взять гантелеобразный сердечник (в просторечии — «грибок») с диаметром шляпки 10…12 мм. В обоих случаях проницаемость феррита должна быть в пределах 1000…2000, а количество витков — 8… 15.

Емкость конденсатора Сош2 выбирается в пределах 0,1…0,5 от Qmtl (но суммарная емкостьдолжна удовлетворять усло вию 6.3.

Следует особо остановиться на выборе типа конденсаторов Qxitl> Cout2. Токи заряда/разряда этих конденсаторов могут составлять несколько ампер, что приводит к их нагреванию. При выходной мощности источника менее 20…30. В это не так заметно, но при больших мощностях возможно «вскипание» электролита в конденсаторе и его взрыв. Избежать таких неприятностей позволит применение электролитических конденсаторов, специально разработанных для импульсных источников питания (но дорогих). Другим вариантом будет замена каждого конденсатора двумя-тремя конденсаторами с суммарной емкостью, равной расчетной, и рабочим напряжением, в 2—3 раза превышающим UBb(X. Такое распараллеливание позволяет также уменьшить паразитную индуктивность выводов.

6.8. Схема обратной связи

Схема обратной связи выполняет три основные функции:

• измеряет отклонение величины выходного напряжения источника ивых от номинального зцачения и вырабатывает сигнал ошибки, пропорциональный измеренному отклонению. Этот сигнал в виде управляющего тока подается на вывод С ТОР;

• после запуска источника обеспечивает питание внутренней схемы управления ТОР через тот же вывод С;

• обеспечивает гальваническую развязку выходных цепей источника от питающей сети.

Самый дешевый вариант схемы управления представлен на f рис. 3.11. I

Предполагается, что выходная обмотка п2 и служебная обмотка Пь, жестко связаны через магнитное поле сердечника трансформатора Тр и поэтому выпрямленное напряжение служебной обмотки имеет однозначное соответствие с выходным напряжением источника U>HX. Обмотки рассчитываются таким образом, чтобы при но- ‘ минальном напряжении июх (7,5 В для рассматриваемого примера)

напряжение на выходе служебного выпрямителя VD1, LI, С1 равнялось υαορ + Цм, где Uaop = 5,8 В — напряжение на выводе С ТОР в рабочем режиме, a Udz2 — напряжение стабилизации-стабилитрона VD2. После запуска преобразователя напряжение UBMX начинает расти. Когда напряжение на выходе служебного выпрямителя становится равным напряжению стабилизации стабилитрона, последний открывается. Однако напряжения на выводе С не достаточно для работы ТОР. Когда напряжение UBUX достигает 7,5 В, напряжение на выходе служебного выпрямителя становится равным 5,8 + 4,3 = 10,1 В, а на выводе С ТОР — 5,8 В. ТОР входит в рабочий режим. При повышении напряжения на выходе служебного выпрямителя увеличивается ток вывода С, что вызывает уменьшение величины рабочего цикла D и уменьшение напряжения на выходе служебного выпрямителя. При понижении этого напряжения происходит обратный процесс. Резисторы Rl, R2, R3 и конденсаторы С2, СЗ образуют фильтр цепи обратной связи. Его параметры рекомендованы изготовителями ТОР.

Читайте также:  Как рассчитать ток по высокой стороне трансформатора

Схема обратной связи (рис. 3.11) удовлетворительно работает при I сильной связи обмоток п,, nte. Такую схему можно рекомендовать для источников с фиксированной нагрузкой. В случае, например, сброса нагрузки до нуля напряжение может подскочить в 1,2…1,8 раза в зависимости от конструкции трансформатора и типа сердечника.

Источник: Под редакцией А. Я. Грифа, Оригинальные схемы и конструкции. Творить вместе! — М.: СОЛОН-Пресс, 2004. – 200 с.: ил. – (Серия «СОЛОН – РАДИОЛЮБИТЕЛЯМ», вып. 23)

Источник

2 Схемы

Принципиальные электросхемы, подключение устройств и распиновка разъёмов

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Проект этого очень мощного импульсного источника питания давно ждал своего времени и наконец был воплощен в железе, потому что потребовался регулируемый лабораторный ИП повышенной мощности. Схема на базе линейного регулятора при мощности более 2 кВт была бы невозможна в использовании. По этой причине была выбрана топология прямого преобразователя с двумя ключами, то есть полумостовая схема. Используются IGBT-транзисторы, а роль контроллера возложена на микросхему UC3845.

Схема принципиальная ИБП на 2 кВт

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Сетевое напряжение сначала проходит через фильтр помех, а затем выпрямляется и фильтруется с помощью конденсаторов C4. Для уменьшения пускового тока был последовательно подключен переключатель с Re1 и R2. Катушка реле и вентилятора (обычный, от блока питания компьютера) питаются от 12 В, получаемых путем понижения напряжения 17 В от вспомогательного источника. Резистор R1 должен быть выбран как так что напряжение на упомянутой катушке и вентиляторе составляет 12 В. Вспомогательный источник питания был построен на основе м/с TNY267. Резистор R27 реализует защиту от пониженного напряжения этого источника питания — он не запустится при напряжении ниже пика 220 В.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Контроллер UC3845 имеет сигнал 50 кГц на выходе и максимальную скважность 47%. Он питается от стабилитрона, который снижает напряжение питания на 5,6 В (с выходом 11,4 В), а также сдвигает пороги UVLO с 7,9 В (ниже) и 8,5 В (вверху) до соответственно 13,5 и 14,1 В. Следовательно, источник питания начнет работать при напряжении 14,1 В, и не будет ниже 13,5 В, благодаря чему защита IGBT была получена от работы без насыщения. Первоначально это было невозможно, потому что пороги UC3845 были слишком низкими.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Эта схема управляет MOSFET T2, который, в свою очередь, питает управляющий трансформатор Tr2. В результате были получены гальваническая развязка и плавающий контроль. Этот трансформатор, через системы формирования с T3 и T4, управляет IGBT T5 и T6 затворами. Эти транзисторы переключают выпрямленное сетевое напряжение (325 В), питая силовой трансформатор Tr1.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Напряжение от вторичной обмотки этого трансформатора затем выпрямляется с использованием выпрямителя, подключенного в транзитной системе, и сглаживается дросселем L1 и конденсаторами C17. Обратная связь по напряжению подается с выхода на вывод 2 UC3845. Напряжение можно выставить с помощью потенциометра P1. Гальваническая развязка обратной связи не требуется, поскольку контроллер был подключен к вторичной стороне напряжения и изолирован от сети. Обратная связь по току была реализована с использованием трансформатора тока Tr3 и выведена на выход 3 UC3845. Порог ограничения тока можно установить с помощью P2.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Транзисторы T5, T6, диоды D5, D5′, D6, D6′, D7, D7′ и диодный мост обязательно должны быть размещены на радиаторе. Диоды D7, конденсаторы C15 и защитные цепи R22 + D8 + C14 должны быть как можно ближе к IGBT. Светодиод 1 указывает, что устройство включено, светодиод 2 — режим ограничения тока или ошибка. Он будет светиться, когда схема не находится в режиме стабилизации напряжения. В состоянии стабилизации на выходе 1 UC3845 составляет 2,5 В, в остальных случаях около 6 В. LED сигнализация может быть убрана.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Катушки импульсного БП

Выходной трансформатор Tr1 использован от старого источника питания. Коэффициент трансформации находится в диапазоне от 3:2 до 4:3, а его сердечник — ферритовый, без зазора. Если кто-то хочет сам его намотать, используйте сердечник, похожий на сварочный аппарат инвертора или около 6,4 см2 (допустимый диапазон 6-8 см2). Первичная обмотка должна состоять из 20 витков, намотанных 20 проводами диаметром 0,5 мм, а на вторичную обмотку — 14 витков 28 проводами одинакового диаметра. Медные полоски также могут быть использованы. К сожалению, использование одного толстого провода невозможно из-за скин-эффекта.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Управляющий трансформатор Tr2 имеет три обмотки по 16 витков. Они намотаны одновременно (в трех направлениях) тремя скрученными изолированными проводами. Сердечником является EI (может быть EE) без зазора, взятый из блока питания ATX. Этот сердечник имеет поперечное сечение центральной части примерно 80..120 мм2.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Трансформатор тока Tr3 состоит из 1 катушки и 68 витков на тороидальном сердечнике. Вообще размер и количество оборотов не являются критическими. Но для другого коэффициента значение R15 должно быть скорректировано.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Трансформатор вспомогательного источника питания Tr4 был намотан на ферритовый сердечник EE с зазором и диаметром поперечного сечения основы около 16-25 мм2. Он взят от вспомогательного трансформатора инвертора вышеупомянутого источника питания ATX. Направление включения обмоток всех трансформаторов (отмечены точками) должно быть правильным.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Индуктор извлеченный из микроволновой печи можно использовать в качестве дросселя сетевого фильтра. Выходной дроссель L1, как и трансформатор, также от готового ИБП. Он состоит из двух параллельных дросселей 54 мкГн на порошковых сердечниках, и результирующая индуктивность составляет 27 мкГн. Каждый дроссель намотан двумя проводами 1,7 мм.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

L1 находится на минусовой стороне, так что катоды диодов могут быть прикреплены к радиатору без изоляции. Максимальный ток источника питания составляет около 2500 Вт, а КПД при полной нагрузке превышает 90%.

Замена деталей ИБП

Здесь использовались транзисторы IGBT типа STGW30NC60W. Они могут быть заменены на IRG4PC40W, IRG4PC50W, IRG4PC50U, STGW30NC60WD или аналогичные с соответствующей мощностью и скоростью работы. Выходные диоды могут быть любого быстрого типа с достаточным рабочим током. Для верхних диодов (D5) средний ток не превышает 20 А, для нижних диодов (D6) — 40 А. Таким образом, верхние диоды могут быть выбраны на половину тока нижних. Верхними могут быть два HFA25PB60 / DSEI30-06A или один DSEI60-06A / STTH6010W / HFA50PA60C. Нижние — два DSEI60-06A / STTH6010W / HFA50PA60C или четыре HFA25PB60 / DSEI30-06A.

Диодный радиатор должен быть рассчитан на мощность рассеивания 60 Вт. Общая мощность тепловыделения на IGBT может достигать 50 Вт. Максимальные потери тепла в мостике составляют около 25 Вт.

Схема подачи электропитания напоминает ту, которая часто используется в сварочных аппаратах. Переключатель S1 обеспечивает аварийное отключение источника питания, поскольку не рекомендуется часто отключать источник питания с помощью переключателя питания (особенно при работе в качестве лабораторного).

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Резистивная искусственная нагрузка была применена для тестирования блока питания. Этот обогреватель 220 В 2000 Вт от котла был переделан на мощность 60 В 2000 Вт.

Регулируемый мощный импульсный БП на 60 В 40 А

Потребляемая мощность в выключенном состоянии составляет всего около 1 Вт. Выключатель S1 можно не ставить. Источник питания также может быть построен как источник постоянного напряжения. В этом случае было бы хорошо оптимизировать параметры трансформатора Tr1 для максимальной эффективности.

Внимание: конструкция подобного импульсного источника питания не предназначена для начинающих, поскольку большая часть его схемы подключена к сети 220 В. При небрежной конструкции на выходе может появиться сетевое напряжение! Также необходимо использовать подходящий шнур питания. Конденсаторы внутри устройства могут оставаться заряженными даже после выключения его от розетки!

Источник